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Description

Translated from Japanese

本発明は、入力された直流電圧を、異なる大きさの直流電圧へ変換する単方向ＤＣ−ＤＣコンバータとその制御方法に関するものである。 The present invention is an input DC voltage, to a unidirectional DC-DC converter and its control method of converting to a different magnitude of the DC voltage.

入力された直流電圧を所望の大きさの直流電圧に変換して出力する昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータは、ソフトスイッチング技術によりスイッチング損失を低減することで高効率化が可能である。 Step up and down DC-DC converter to the input DC voltage is converted to the desired magnitude of the DC voltage output is capable of high efficiency by reducing switching loss by soft-switching technology.これに伴い、スイッチング素子の駆動周波数を高周波化することで、インダクタやコンデンサなどの受動素子を小型化できる。 Accordingly, the driving frequency of the switching elements by high frequency, the passive elements such as inductors and capacitors can be miniaturized.

非特許文献１には、主インダクタを兼用する降圧コンバータと昇圧コンバータを直列接続し、入出力電圧のいずれが大きいかの比較結果に応じて、前記降圧コンバータと昇圧コンバータを選択的の駆動する単方向ＤＣ−ＤＣコンバータが開示されている。 Non-Patent Document 1, connected in series step-down converter and the step-up converter also serves as a main inductor according to the comparison result of either a large input and output voltage, and selectively driving the boost converter and the buck converter single direction DC-DC converter is disclosed.主回路の基本構成は、まず、直流電源と、この直流電源から主インダクタを通して直流負荷に流れる電流を断続させる第１の主スイッチング素子を含む降圧コンバータ回路を備えている。 The basic configuration of the main circuit, first, includes a DC power supply, a step-down converter circuit including a first main switching element for intermittently the current flowing through the DC load through the main inductor from the DC power source.次に、前記負荷を短絡し、直流電源から前記主インダクタにエネルギーを蓄積する回路の電流を断続させる第２の主スイッチング素子を含む昇圧コンバータ回路を備えている。 Next, short the load, and a boost converter circuit including a second main switching element for intermittently current of the circuit to store energy in said main inductor from the DC power source.ここで、前記第１，第２の主スイッチング素子には、それぞれ第１，第２のスナバコンデンサが並列接続され、また、それぞれにダイオードが逆並列接続されている。 Here, wherein the first, second main switching element, a first respectively a second snubber capacitor connected in parallel, also, each diode being connected in antiparallel.そして、前記第１および第２の主スイッチング素子をオン／オフさせ、そのデューティを制御する制御装置と、この主スイッチング素子のオン／オフ動作により前記主インダクタに蓄えたエネルギーを前記負荷側へ放出する出力ダイオードを備えたものである。 Then, releasing the first and second main switching element is turned on / off, and a control device for controlling the duty, the energy stored in the main inductor to the load side by ON / OFF operation of the main switching element those having an output diode.

次に、非特許文献２には、昇圧チョッパ形の単方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、インダクタにより、主スイッチング素子の電流変化率を抑制するゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）方式が開示されている。 Then, Non-Patent Document 2, in the unidirectional DC-DC converter of the step-up chopper type, the inductor, and zero current switching (ZCS) mode suppressing current change rate of the main switching element is disclosed.

また、特許文献１には、ソフトスイッチング可能な単方向ＤＣ−ＤＣコンバータが開示されている。 In Patent Document 1, the soft switching allows unidirectional DC-DC converter is disclosed.ここでは、直流電源に直接に主スイッチング素子を通した後、インダクタと負荷を直列接続した降圧コンバータ回路における、直流電源と主スイッチング素子の直列回路に対して、補助スイッチング素子を含む補助共振回路を接続したものである。 Here, after directly through the main switching element in the DC power supply, the inductor and the load in the step-down converter circuit connected in series, the series circuit of the DC power supply and the main switching element, an auxiliary resonant circuit including an auxiliary switching element which are connected.

また、特許文献２には、特許文献１と同じく降圧コンバータ回路において、直流電源と主スイッチング素子の直列回路に対して、補助スイッチング素子とトランスを備えた補助共振回路を接続する技術が開示されている。 Patent Document 2, the same step-down converter circuit with Patent Document 1, a DC power supply and the series circuit of the main switching element, the auxiliary switching element and is techniques disclosed for connecting auxiliary resonant circuit having a transformer there.

一方、特許文献３には、昇圧コンバータ回路を持つ単方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、直流電源と主スイッチング素子の直列回路に対し、補助スイッチング素子，補助インダクタ，およびダイオードの直列回路を接続することが開示されている。 On the other hand, Patent Document 3, in a unidirectional DC-DC converter with a boost converter circuit with respect to a series circuit of a DC power supply and the main switching element, the auxiliary switching element, be connected a series circuit of the auxiliary inductor, and the diode It has been disclosed.ここで、補助インダクタを主インダクタに磁気結合させ、また、補助スイッチング素子を、主スイッチング素子をオンする前にオンさせている。 Here, the auxiliary inductor is magnetically coupled to the main inductor, and an auxiliary switching element, and is turned on before turning on the main switching element.

ところで、非特許文献１に開示された単方向ＤＣ−ＤＣコンバータの主回路のままでは、主スイッチング素子のスイッチングロスが大きく、高周波化が困難で、装置寸法が大きくなる欠点がある。 Incidentally, while the main circuit of unidirectional DC-DC converter disclosed in Non-Patent Document 1, the switching loss increases of the main switching element, is difficult to high frequency, there is a disadvantage that apparatus size is increased.

一方、非特許文献２および特許文献１〜３にそれぞれ開示された単方向ＤＣ−ＤＣコンバータの主回路構成では、直流電源電圧に対して、出力電圧の制御範囲がいずれかに偏っており、適用対象が限定されてしまう。 On the other hand, the main circuit configuration of the non-patent document 2 and the unidirectional DC-DC converter disclosed respectively in Patent Documents 1 to 3, relative to the DC power supply voltage, and biased to either the control range of the output voltage, applied the subject is limited.すなわち、特許文献１，２の昇圧コンバータ回路では、直流電源電圧よりも低い出力電圧の制御ができず、非特許文献２や特許文献３の降圧コンバータ回路では、直流電源電圧よりも高い出力電圧の制御ができない欠点がある。 That is, in the boost converter circuit of Patent Document 1 can not control the output voltage lower than the DC supply voltage, step-down converter circuit in Non-Patent Document 2 and Patent Document 3, the output voltage higher than the DC supply voltage there is a control can be no drawback.

また、特許文献１や特許文献２では、その原理上、共振用（補助）インダクタとして、主インダクタの１／２以上に相当する大きなインダクタが必要で、補助インダクタの寸法／重量が大きくなってしまう欠点がある。 In Patent Document 1 and Patent Document 2, on the principle, as for resonance (auxiliary) inductors, large inductor is required corresponding to 1/2 or more of the main inductor, size / weight of the auxiliary inductor becomes large there is a drawback.

さらに、特許文献２では、トランスを用いていることと、その回路構成との関係から、漏れインダクタンスの影響により電圧サージの発生が懸念される欠点もある。 Furthermore, there is Patent Document 2, and it is used a transformer, from the relationship between the circuit configuration, a drawback that the occurrence of voltage surge due to the influence of the leakage inductance is concerned.

本発明の目的は、広い電圧制御範囲に亘って、確実なソフトスイッチングを実現するＤＣ−ＤＣコンバータを提供することである。 An object of the present invention, over a wide voltage control range, is to provide a DC-DC converter to achieve a reliable soft switching.

また、本発明の他の目的は、広い電圧制御範囲に亘って、確実なソフトスイッチングを実現するための補助インダクタの寸法／重量を軽減でき、大容量化が可能なＤＣ−ＤＣコンバータを提供することである。 Another object of the present invention, over a wide voltage control range, can reduce the size / weight of the auxiliary inductor to achieve reliable soft switching, to provide a DC-DC converter capable of large capacity it is.

本発明はその一面において、直流電源と直流負荷との間に主インダクタを共用する降圧コンバータ回路と昇圧コンバータ回路とを直列接続し、前記主インダクタと磁気的に結合した第１，第２の補助インダクタに蓄えたエネルギーを利用して、前記降圧および昇圧コンバータ回路の主スイッチング素子をオンする時点を含む短期間に、前記主スイッチング素子に逆並列接続されたダイオードに電流を流すことを特徴とする。 The present invention in one aspect thereof, and a step-down converter circuit boost converter circuit sharing the main inductor between the DC power source and DC load connected in series, the main inductor and the first magnetically coupled, a second auxiliary using the energy stored in the inductor, in a short period of time including a time point of turning on the main switching element of the step-down and step-up converter circuit, and wherein the supplying a current to the main switching element in reverse parallel connected diodes .

本発明の望ましい実施態様においては、前記第１，第２の補助インダクタは、前記主インダクタと磁気的に疎結合していることを特徴とする。 In the preferred embodiment of the present invention, the first, second auxiliary inductor is characterized by being loosely coupled to the main inductor magnetically.

本発明は他の一面において、直流電源と、この直流電源から主インダクタを通して直流負荷に流れる電流を断続させる第１の主スイッチング素子を含む降圧コンバータ回路と、前記負荷を短絡し直流電源から前記主インダクタにエネルギーを蓄積する回路の電流を断続させる第２の主スイッチング素子を含む昇圧コンバータ回路と、前記第１，第２の主スイッチング素子にそれぞれ並列接続された第１，第２のスナバコンデンサと、前記第１，第２の主スイッチング素子にそれぞれ逆並列接続された第１，第２の逆並列ダイオードと、前記第１および第２の主スイッチング素子をオン／オフさせ、そのデューティを制御する制御装置と、この主スイッチング素子のオン／オフ動作により前記主インダクタに蓄えたエネルギーを前記負荷側へ放 In the present invention other one side, a DC power supply, a step-down converter circuit including a first main switching element for intermittently the current flowing through the DC load through the main inductor from the DC power source, the main from the DC power supply shorting the load a boost converter circuit including a second main switching element for intermittently current of the circuit to accumulate energy in the inductor, and the first, first, second snubber capacitors connected in parallel respectively to the second main switching element the first, the first being antiparallel connected to the second main switching element, a second anti-parallel diode, is turned on / off said first and second main switching element to control its duty a control device, release the energy stored in the main inductor by the on / off operation of the main switching element to the load sideする出力ダイオードを備えた単方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記第１の主スイッチング素子と並列に接続された、第１の補助スイッチング素子と、前記主インダクタと磁気的に結合した第１の補助インダクタの直列回路と、前記第２の主スイッチング素子と並列に接続された、第２の補助スイッチング素子と、前記主インダクタと磁気的に結合した第２の補助インダクタの直列回路とを備えたことを特徴とする。 In unidirectional DC-DC converter with an output diode for the first connected to the main switching element in parallel, a first auxiliary switching element, a first auxiliary inductor coupled the main inductor and magnetically of a series circuit, connected to said parallel with the second main switching element, a second auxiliary switching element, that a series circuit of a second auxiliary inductor in combination the main inductor and magnetically and features.

本発明の望ましい実施態様においては、前記第１，第２の補助インダクタは、前記主インダクタとそれぞれ磁気的に疎結合していることを特徴とする。 In the preferred embodiment of the present invention, the first, second auxiliary inductor is characterized by that the main inductor and loosely coupled magnetically respectively.

また、本発明の望ましい実施態様においては、前記第１，第２の補助スイッチング素子を、対応する前記第１，第２の主スイッチング素子をオンする時点を含む短期間の間にオンさせ、対応する前記逆並列ダイオードに順方向電流を流す制御手段を備えたことを特徴とする。 Further, in the preferred embodiment of the present invention, the first, second auxiliary switching element, the corresponding first turns on during a short period of time including the time for turning on the second main switching element, the corresponding characterized by comprising a control means for flowing a forward current to the antiparallel diode.

本発明の望ましい実施態様によれば、直流電源電圧より低い領域から、直流電源電圧より高い領域まで広い電圧制御範囲で確実なソフトスイッチングを実現し、高周波数化と小型化が可能な単方向ＤＣ−ＤＣコンバータを実現できる。 According to a preferred embodiment of the present invention, the DC from the power supply is lower than the voltage region, the DC power supply voltage to achieve reliable soft switching in a wide voltage control range to a higher region than the high-frequency and small size capable unidirectional DC the -DC converter can be realized.

また、本発明の望ましい実施態様によれば、疎結合トランスを用い、積極的に漏れインダクタンスを用いることで、より小型に、ソフトスイッチングを実現する単方向ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することができる。 Further in accordance with a preferred embodiment of the present invention, with the loose coupling transformer, the use of aggressive leakage inductance, the smaller, it is possible to provide a unidirectional DC-DC converter to achieve soft switching.

さらに、本発明の望ましい実施態様によれば、電源電流を連続モードと不連続モードを最適に制御することで、大容量化が可能なＤＣ−ＤＣコンバータを提供することができる。 Further in accordance with a preferred embodiment of the present invention, by optimally controlling the continuous mode and discontinuous mode the supply current, it is possible to provide a DC-DC converter capable of large capacity.

本発明によるその他の目的と特徴は、以下に述べる実施形態の中で明らかにする。 Other objects and features of the present invention will be clarified in the embodiments described below.

（第１の実施形態） (First Embodiment)まず、図１，図２を用いて本発明の第１の実施形態について説明する。 First, FIG. 1, a description will be given of a first embodiment of the present invention with reference to FIG.

図１は、本発明の第１の実施形態による単方向ＤＣ−ＤＣコンバータの主回路構成図である。 Figure 1 shows a main circuit configuration diagram of a unidirectional DC-DC converter according to the first embodiment of the present invention.本実施形態は、入力電圧より高い電圧を出力する昇圧動作と、入力電圧より低い電圧を出力する降圧動作の両方の動作を可能にした昇降圧形の単方向ＤＣ−ＤＣコンバータである。 This embodiment includes a step-up operation to output a voltage that is higher than the input voltage, a unidirectional DC-DC converter of buck-boost that enables the operation of both the step-down operation for outputting lower than the input voltage voltage.

図１の主回路構成を説明すると、直流電源は、商用交流電源１と、インダクタ２及びコンデンサ３で構成されたフィルタ回路、ならびに整流回路４から構成されている。 To explain the main circuit arrangement of FIG. 1, a DC power supply, a commercial AC power source 1, a filter circuit constituted by inductor 2 and capacitor 3, and a rectifier circuit 4.すなわち、商用交流電源１の交流電圧は、インダクタ２及びコンデンサ３で構成されたフィルタ回路を介し、整流回路４で全波整流され、滑らかな直流電圧に変換される。 That is, the AC voltage of the commercial AC power source 1, via a filter circuit composed of the inductor 2 and capacitor 3 is full-wave rectified by the rectifier circuit 4, is converted into a smooth DC voltage.

整流回路４の両端ａ―ｂ点間の直流電源には、第１の主スイッチング素子であるＩＧＢＴ１０１と主インダクタ１１４、出力ダイオード１０６を介して直流負荷１１８が接続されている。 The DC power supply across a-b point of the rectifying circuit 4, the first is the main switching element IGBT101 the main inductor 114, DC load 118 via the output diode 106 is connected.また、前記主インダクタ１１４、出力ダイオード１０６および直流負荷１１８の直列回路に対して、還流ダイオード１０５が接続されている。 Also, the series circuit of the main inductor 114, output diode 106 and DC load 118, a freewheeling diode 105 is connected.この第１の主ＩＧＢＴ１０１には逆並列にダイオード１０７が接続され、更に並列に、スナバコンデンサ１０９が接続され、以上の回路により、いわゆる降圧コンバータを構成している。 This is the first main IGBT101 connected diode 107 in reverse parallel, further in parallel, the snubber capacitor 109 is connected, by the above circuit, constitute a so-called buck converter.

ｃ−ｂ点間には昇降圧用に併用されるチョークコイルである主インダクタ１１４と、第２の主スイッチング素子であるＩＧＢＴ１０３の直列回路が接続されている。 Between c-b point and the main inductor 114 is a choke coil used in combination for buck, a series circuit of a second which is the main switching element IGBT103 is connected.この第２の主ＩＧＢＴ１０３には逆並列にダイオード１１１が接続され、更に並列に、スナバコンデンサ１１９が接続されている。 This is the second main IGBT103 connected diode 111 in reverse parallel, further in parallel, the snubber capacitor 119 is connected.以上の回路により昇圧コンバータを構成している。 Constitute a boost converter the above circuit.このコンバータの出力電圧を取り出すために、第２の主ＩＧＢＴ１０３の両端ｄ−ｂ間には、出力ダイオード１０６と出力コンデンサ１１７の直列回路が接続されている。 To retrieve the output voltage of the converter, between the second main IGBT103 across d-b of the series circuit of the output diode 106 output capacitor 117 is connected.この出力コンデンサ１１７の両端が、単方向ＤＣ−ＤＣコンバータの出力端子であり、負荷１１８が接続されている。 Both ends of the output capacitor 117 is a unidirectional DC-DC converter output terminals, the load 118 is connected.

以上は、一般的な単方向ＤＣ−ＤＣコンバータの一構成であり、これに、本発明によるゼロ電圧ゼロ電流スイッチング（ＺＶＺＣＳ）回路を付加している。 Above is a general one configuration of a unidirectional DC-DC converter, this is followed by a zero voltage zero-current switching (ZVZCS) circuit according to the present invention.

すなわち、第１の主スイッチング素子であるＩＧＢＴ１０１の両端ａ−ｃ間に第１の補助スイッチング素子であるＩＧＢＴ１０２、ダイオード１１０、並びに第１の補助インダクタ１１５の直列回路が接続されている。 That is, between the ends a-c of IGBT101 a first main switching element is a first auxiliary switching element IGBT 102, diode 110, and a series circuit of a first auxiliary inductor 115 is connected.この補助ＩＧＢＴ１０２にも逆並列にダイオード１０８が接続されている。 Antiparallel diode 108 is connected to the auxiliary IGBT 102.

さらに、第２の主スイッチング素子であるＩＧＢＴ１０３の両端ｄ−ｂ点間に第２の補助インダクタ１１６、ダイオード１１３、並びに第２の補助スイッチング素子であるＩＧＢＴ１０４の直列回路が接続されている。 Further, the second auxiliary inductor 116, diode 113, and a series circuit of a second is an auxiliary switching element IGBT104 is connected across d-b point of the second is the main switching element IGBT 103.この補助ＩＧＢＴ１０４にも逆並列にダイオード１１２が接続されている。 Diode 112 in antiparallel are connected to the auxiliary IGBT104.また、第１の補助インダクタ１１５と第２の補助インダクタ１１６は、主インダクタ１１４と磁気的に疎結合している。 Further, a first auxiliary inductor 115 second auxiliary inductor 116 are loosely coupled main inductor 114 and magnetically.

駆動回路１２０は、整流回路４の出力であるａ−ｂ間の電圧Ｖａ−ｂと、出力電圧Ｖｅ−ｂとの間の大小関係を監視しており、その監視して識別した結果に応じて、次に図２で説明するように、降圧コンバータまたは昇圧コンバータのいずれか一方を駆動制御する。 Driving circuit 120 includes a voltage Va-b between a-b which is the output of the rectifier circuit 4 monitors the magnitude relationship between the output voltage Ve-b, depending on the result of the identification by the monitoring , as described below in FIG. 2, drives and controls either the buck converter or boost converter.この駆動制御は、一般的には、出力（負加）電圧指令Ｖｅ―ｂ ＊に対し、実際の出力コンデンサ１１７の端子電圧Ｖｅ―ｂが一致するように、ＡＶＲ制御系によってＰＷＭ制御されており、これによって、主スイッチング素子のオン／オフのタイミングは決まる。 The drive control is generally output to (negative pressure) voltage command Ve-b *, so that the terminal voltage Ve-b of the actual output capacitor 117 matches are PWM controlled by AVR control system thereby, the timing of on / off of the main switching element is determined.

図２は、本発明の一実施例による制御モードの選択の様子を示す電圧波形図である。 Figure 2 is a voltage waveform diagram showing a state of a control mode selected according to an embodiment of the present invention.整流回路４の出力であるａ−ｂ間の電圧Ｖａ−ｂと、出力電圧Ｖｅ−ｂの大小関係により、異なった動作モード、すなわち、昇圧コンバータ回路あるいは降圧コンバータ回路を駆動することを表している。 The voltage Va-b between a-b which is the output of the rectifier circuit 4, the magnitude of the output voltage Ve-b, different operating modes, i.e., indicates that the driving boost converter circuit or step-down converter circuit .

図３および図４は、本発明の第１の実施形態の動作を説明する各部の電圧電流波形図である。 3 and 4 is a voltage-current waveform diagram of each part for explaining the operation of the first embodiment of the present invention.この図を参照しながら、第１の実施形態の動作を説明する。 With reference to this figure, the operation of the first embodiment.最初に、図３により、ａ−ｂ間電圧Ｖａ−ｂよりｅ−ｂ間電圧Ｖｅ−ｂが低い状態、つまり、降圧モードで動作する場合について説明する。 First, referring to FIG. 3, a-b between the voltage Va-b from e-b voltage Ve-b is low, that is, will be described when operating in buck mode.降圧モードで動作する場合は、昇圧コンバータを構成する第２の主ＩＧＢＴ１０３及び第２の補助ＩＧＢＴ１０４は、常時オフ状態となっている。 When operating in buck mode, the second main IGBT103 and second auxiliary IGBT104 constituting the boost converter is in a normally off state.

まず、時刻ｔ０以前においては、第１の主ＩＧＢＴ１０１および第１の補助ＩＧＢＴ１０２のゲートに駆動信号が印加されておらず、両ＩＧＢＴはオフ状態である。 First, at time t0 before the drive signal is not applied to the gate of the first main IGBT101 and first auxiliary IGBT 102, both IGBT is off.時刻ｔ０において、前述のＰＷＭ制御に基く主ＩＧＢＴのオン信号に先立って、補助ＩＧＢＴ１０２の駆動信号をオンする。 At time t0, prior to the ON signal of the main IGBT based on the PWM control described above to turn on the driving signals of auxiliary IGBT 102.すると、スナバコンデンサ１０９に充電されていた電荷は、スナバコンデンサ１０９→補助ＩＧＢＴ１０２→ダイオード１１０→補助インダクタ１１５→スナバコンデンサ１０９のループで放電され、電荷が引き抜かれる。 Then, electric charge charged in the snubber capacitor 109, snubber capacitors 109 → auxiliary IGBT 102 → diode 110 → is discharged in the loop of the auxiliary inductor 115 → snubber capacitor 109, the charge is withdrawn.このとき流れる電流は、補助インダクタ１１５の漏れインダクタンスにより、ｄｉ／ｄｔが緩やかなゼロ電流スイッチング（以下、ＺＣＳと呼ぶ））となり、補助ＩＧＢＴ１０２のターンオン損失を低減できる。 Current flowing at this time, the leakage inductance of the auxiliary inductor 115, di / dt is gradual zero-current switching (hereinafter, referred to as ZCS)) can be reduced. Therefore, the turn-on loss of the auxiliary IGBT 102.一方、補助ＩＧＢＴ１０２のターンオンにより、補助インダクタ１１５に蓄えられたエネルギーが、インダクタ１１５→逆並列ダイオード１０７→補助ＩＧＢＴ１０２→ダイオード１１０→インダクタ１１５のループで電流Ｉｓ１を流す。 On the other hand, the turn-on of the auxiliary IGBT 102, the energy stored in the auxiliary inductor 115, a current flows Is1 in the loop of the inductor 115 → inverse-parallel diode 107 → auxiliary IGBT 102 → diode 110 → the inductor 115.このため、その直後の時刻ｔ１で、主ＩＧＢＴ１０１に駆動信号を印加すれば、逆並列ダイオード１０７が通電している期間に主ＩＧＢＴ１０１をオンすることとなる。 Therefore, in the immediately following time t1, by applying a drive signal to the main IGBT 101, antiparallel diodes 107 is turning on the main IGBT 101 to the period during which the energization.すなわち、主ＩＧＢＴ１０１は、ゼロ電圧スイッチング（以下、ＺＶＳと呼ぶ）、ゼロ電流スイッチング（以下、ＺＣＳと呼ぶ）が可能となる。 That is, the main IGBT101 is zero voltage switching (hereinafter, referred to as ZVS), zero-current switching (hereinafter, referred to as ZCS) can be performed.したがって、主ＩＧＢＴ１０１のオンに伴うスイッチング損失は発生しなくなる。 Therefore, switching losses caused by turning the main IGBT101 will not occur.

次に、時刻ｔ２で、主ＩＧＢＴ１０１に電流が流れ初め、時刻ｔ３では、インダクタ１１５→逆並列ダイオード１０７→補助ＩＧＢＴ１０２→ダイオード１１０→インダクタ１１５のループの電流Ｉｓ１は流れなくなる。 Next, at time t2, current begins to flow in the main IGBT 101, at time t3, the inductor 115 → loop current Is1 of the antiparallel diode 107 → auxiliary IGBT 102 → diode 110 → the inductor 115 does not flow.一方、直流電源の正極ａ→主ＩＧＢＴ１０１→インダクタ１１４→出力ダイオード１０６→コンデンサ１１７→負極ｂに電流が流れる。 On the other hand, the DC power source of positive electrode a → main IGBT101 → inductor 114 → output diode 106 → capacitor 117 → current flows in the negative electrode b.

さて、前述したＡＶＲによるＰＷＭ制御により、時刻ｔ４で、主ＩＧＢＴ１０１および補助ＩＧＢＴ１０２のゲート駆動信号をオフするものとする。 Now, the PWM control by the AVR described above, at time t4, it is assumed to turn off the gate drive signal of the main IGBT101 and auxiliary IGBT 102.

まず、主ＩＧＢＴ１０１の電流が遮断されると、時刻ｔ４からｔ５にかけて、直流電源からスナバコンデンサ１０９、インダクタ１１４に電流が流れ、主ＩＧＢＴ１０１のコレクタ−エミッタ間電圧は、スナバコンデンサ１０９の容量と遮断電流値で決まるｄｖ／ｄｔにより上昇する。 First, the main the IGBT 101 of the current is interrupted, the period from time t4 to t5, the snubber capacitor 109 from the DC power supply, a current flows through the inductor 114, the collector of the main IGBT 101 - emitter voltage, breaking current and capacitance of the snubber capacitor 109 It increased by determined by the value dv / dt.つまり、スナバコンデンサ１０９により、主ＩＧＢＴ１０１のコレクタ−エミッタ間電圧のｄｖ／ｄｔを緩やかにすることで、ＺＶＳを可能にし、ターンオフ損失を低減することができる。 That is, by the snubber capacitor 109, the collector of the main IGBT 101 - By moderating dv / dt of emitter voltage, it is possible to allow ZVS, reducing the turn-off loss.

一方、補助ＩＧＢＴ１０２には、時点ｔ３以降、電流が流れていないため、時点ｔ４でのターンオフに際してターンオフ損失は発生しない。 On the other hand, the auxiliary IGBT102, time t3 and later, since no current is flowing, the turn-off loss does not occur during turn-off at the time t4.主インダクタ１１４に蓄えられたエネルギーは、主インダクタ１１４→出力ダイオード１０６→出力コンデンサ１１７→ダイオード１０５→主インダクタ１１４のループで、出力コンデンサ１１７に充電される。 Energy stored in the primary inductor 114, the loop of the main inductor 114 → output diode 106 → the output capacitor 117 → diode 105 → the main inductor 114 is charged to the output capacitor 117.

以上の、時刻ｔ０から時刻ｔ５の動作を繰り返す。 Or more, repeating the operation of time t5 from the time t0.ここで、時点ｔ０からｔ１までの時間差をΔｔとすると、補助ＩＧＢＴ１０２を、主ＩＧＢＴ１０１よりΔｔだけ早めにオンさせることで、スナバコンデンサ１０９の電荷を引き抜き、主ＩＧＢＴ１０１に流れる突入電流を抑制している。 Where the time difference from time t0 to t1 and Delta] t, the auxiliary IGBT 102, by turning on the earlier by Delta] t from the main IGBT 101, pull out the charge of the snubber capacitor 109, it is suppressed inrush current flowing through the main IGBT 101 .この時間差Δｔの最適値は、主ＩＧＢＴ１０１のコレクタ−エミッタ間電圧がゼロとなった瞬間に、主ＩＧＢＴ１０１をオンするタイミングが望ましく、最も効率を高めることができる。 Optimal value of the time difference Δt, the main collector of IGBT101 - the moment the emitter voltage becomes zero, the timing of turning on the main IGBT101 is desirable, it is possible to enhance the most efficient.

次にａ−ｂ間電圧Ｖａ−ｂよりも、ｅ−ｂ間電圧Ｖｅ−ｂが高い状態、つまり、昇圧モードで動作する場合について説明する。 Then than a-b between the voltage Va-b, e-b voltage Ve-b is high, that is, will be described when operating in boost mode.

図４は、本発明の一実施例における昇圧モードでの動作波形を示す。 Figure 4 illustrates the operation waveforms of the boost mode according to an embodiment of the present invention.昇圧モードで動作する場合は、第１の主ＩＧＢＴ１０１は常時オン状態とし、第１の補助ＩＧＢＴ１０２は常時オフ状態となっている。 When operating in boost mode, the first main IGBT101 is regularly on the first auxiliary IGBT102 is always in off state.

まず、時刻ｔ０以前においては、第２の主ＩＧＢＴ１０３および第２の補助ＩＧＢＴ１０４のゲートに駆動信号が印加されておらず、両ＩＧＢＴはオフ状態である。 First, at time t0 before the drive signal is not applied to the gate of the second main IGBT103 and second auxiliary IGBT104, both IGBT is off.時刻ｔ１での主ＩＧＢＴ１０３のオンに先立ち、時刻ｔ０において、補助ＩＧＢＴ１０４の駆動信号をオンする。 Prior to turning the main IGBT103 at time t1, at time t0, to turn on the driving signals of auxiliary IGBT104.すると、スナバコンデンサ１１９に充電されていた電荷は、スナバコンデンサ１１９→補助インダクタ１１６→ダイオード１１３→補助ＩＧＢＴ１０４→スナバコンデンサ１１９のループで放電され、電荷が引き抜かれる。 Then, electric charge charged in the snubber capacitor 119 is discharged by the loop of the snubber capacitor 119 → auxiliary inductor 116 → diode 113 → auxiliary IGBT104 → snubber capacitor 119, the charge is withdrawn.このとき流れる電流は、補助インダクタ１１６の漏れインダクタンスにより、ｄｉ／ｄｔが緩やかなＺＣＳとなり、補助ＩＧＢＴ１０４のターンオン損失を低減できる。 Current flowing at this time, the leakage inductance of the auxiliary inductor 116, di / dt can be reduced gently ZCS next, a turn-on loss of the auxiliary IGBT104.一方、補助ＩＧＢＴ１０４のターンオンにより、補助インダクタ１１６に蓄えられたエネルギーが、インダクタ１１６→ダイオード１１３→補助ＩＧＢＴ１０４→逆並列ダイオード１１１→インダクタ１１６のループで電流Ｉｓ２を流す。 On the other hand, the turn-on of the auxiliary IGBT104, energy stored in the auxiliary inductor 116, a current flows Is2 in the loop of the inductor 116 → diode 113 → auxiliary IGBT104 → antiparallel diode 111 → the inductor 116.このため、その直後の時刻ｔ１で、主ＩＧＢＴ１０３に駆動信号を印加すれば、逆並列ダイオード１１１が通電している期間に主ＩＧＢＴ１０３をオンすることとなる。 Therefore, in the immediately following time t1, by applying a drive signal to the main IGBT 103, antiparallel diodes 111 is turning on the main IGBT 103 to the period during which the energization.すなわち、主ＩＧＢＴ１０３は、ＺＶＳ、ＺＣＳが可能となる。 That is, the main IGBT103 is, ZVS, ZCS is made possible.したがって、主ＩＧＢＴ１０３のオンに伴うスイッチング損失が発生しなくなる。 Therefore, the switching loss is not generated due to turning the main IGBT 103.

次に、時刻ｔ２で、主ＩＧＢＴ１０３に電流が流れ初め、時刻ｔ３では、インダクタ１１６→ダイオード１１３→補助ＩＧＢＴ１０４→逆並列ダイオード１１１→インダクタ１１６のループの電流Ｉｓ２は流れなくなる。 Next, at time t2, the main IGBT103 current begins to flow in, at time t3, the inductor 116 → diode 113 → auxiliary IGBT104 → loop current Is2 of the antiparallel diode 111 → the inductor 116 does not flow.一方、直流電源の正極ａ→主ＩＧＢＴ１０１→インダクタ１１４→主ＩＧＢＴ１０３→負極ｂに電流が流れる。 On the other hand, the DC power source of positive electrode a → main IGBT101 → inductor 114 → current flowing through the main IGBT 103 → negative electrode b.

時刻ｔ４で、主ＩＧＢＴ１０３および補助ＩＧＢＴ１０４のゲート駆動信号をオフするものとする。 At time t4, it is assumed to turn off the gate drive signal of the main IGBT103 and auxiliary IGBT104.まず、主ＩＧＢＴ１０３の電流が遮断されると、時刻ｔ４からｔ５にかけて、直流電源から主ＩＧＢＴ１０１、主インダクタ１１４、スナバコンデンサ１１９に電流が流れ、主ＩＧＢＴ１０３のコレクタ−エミッタ間電圧は、スナバコンデンサ１１９の容量と遮断電流値で決まるｄｖ／ｄｔにより上昇する。 First, when the main IGBT 103 of current is interrupted, the period from time t4 to t5, main IGBT101 from the DC power source, the main inductor 114, a current flows through the snubber capacitor 119, the collector of the main IGBT 103 - emitter voltage of the snubber capacitor 119 It increased by dv / dt which is determined by the capacitance and the breaking current.つまり、スナバコンデンサ１１９により、主ＩＧＢＴ１０３のコレクタ−エミッタ間電圧のｄｖ／ｄｔを緩やかにすることで、ＺＶＳを可能にし、ターンオフ損失を低減することができる。 That is, by the snubber capacitor 119, the collector of the main IGBT 103 - By moderating dv / dt of emitter voltage, it is possible to allow ZVS, reducing the turn-off loss.一方、補助ＩＧＢＴ１０４には、時点ｔ３以降、電流が流れていないため、時点ｔ４でのターンオフに際してターンオフ損失は発生しない。 On the other hand, the auxiliary IGBT104, time t3 and later, since no current is flowing, the turn-off loss does not occur during turn-off at the time t4.主インダクタ１１４に蓄えられたエネルギーは、主インダクタ１１４→出力ダイオード１０６→出力コンデンサ１１７→負極ｂ→ダイオード１０５→主インダクタ１１４のループに流れ、出力コンデンサ１１７に充電される。 Energy stored in the primary inductor 114, the main inductor 114 → flow loop output diode 106 → the output capacitor 117 → the negative electrode b → diode 105 → the main inductor 114 is charged to the output capacitor 117.

以上のように、時刻ｔ０から時刻ｔ５の動作を繰り返す。 As described above, repeating the operation of time t5 from the time t0.ここで、時点ｔ０からｔ１までの時間差をΔｔとすると、補助ＩＧＢＴ１０４を、主ＩＧＢＴ１０３よりΔｔだけ早めにオンさせることで、スナバコンデンサ１０９の電荷を引き抜き、主ＩＧＢＴ１０３に流れる突入電流を抑制している。 Where the time difference from time t0 to t1 and Delta] t, the auxiliary IGBT104, by turning on the earlier by Delta] t from the main IGBT 103, pull out the charge of the snubber capacitor 109, is suppressed inrush current flowing through the main IGBT 103 .この時間差Δｔの最適値は、主ＩＧＢＴ１０３のコレクタ−エミッタ間電圧がゼロとなった瞬間に、主ＩＧＢＴ１０３をオンするタイミングが最も効率が良くなる。 Optimal value of the time difference Δt, the main collector of IGBT 103 - at the moment the emitter voltage becomes zero, the timing of turning on the most efficiency is improved main IGBT 103.

以上説明した動作は、図２を参照して説明したように、ａ−ｂ間電圧Ｖａ−ｂと、ｅ−ｂ間電圧Ｖｅ−ｂの大小関係により、昇降圧コンバータ回路を選択して、主ＩＧＢＴおよび補助ＩＧＢＴを切り替えて制御する。 Above operation described, as described with reference to FIG. 2, and a-b between the voltage Va-b, the magnitude relation of e-b voltage Ve-b, by selecting the buck-boost converter circuit, the main controlled by switching IGBT and auxiliary IGBT.したがって、ａ−ｂ間電圧Ｖａ−ｂの最大値よりも、ｅ−ｂ間電圧Ｖｅ−ｂが大きい場合には、昇圧モードのみの動作となる。 Therefore, than the maximum value of a-b between the voltage Va-b, when e-b voltage Ve-b is large, the operation of the boost mode only.

なお、逆並列ダイオード１１２は、補助ＩＧＢＴ１０４が逆耐圧阻止型であれば省略することも可能である。 Incidentally, antiparallel diodes 112, it is also possible to assist IGBT104 is omitted if the reverse voltage blocking type.

このように、本実施形態は、次のように構成されている。 Thus, the present embodiment is configured as follows.まず、直流電源（１〜４）と、この直流電源から主インダクタ１１４を通して直流負荷１１８に流れる電流を断続させる第１の主スイッチング素子１０１を含む降圧コンバータ回路を備えている。 First, a DC power source (1-4), and a step-down converter circuit including a first main switching element 101 to interrupt the current flowing through the DC load 118 through main inductor 114 from the DC power source.また、前記負荷を短絡し直流電源から前記主インダクタにエネルギーを蓄積する回路の電流を断続させる第２の主スイッチング素子１０３を含む昇圧コンバータ回路を備えている。 Also includes a boost converter circuit including a second main switching element 103 to interrupt the current of the circuit to store energy in said main inductor from the DC power supply shorting the load.前記第１，第２の主スイッチング素子には、それぞれ第１，第２のスナバコンデンサ１０９，１１９と、逆並列ダイオード１０７，１１１が並列接続されている。 The first, the second main switching element, a first respectively a second snubber capacitor 109, 119, anti-parallel diodes 107 and 111 are connected in parallel.そして、第１および第２の主スイッチング素子をオン／オフさせ、そのデューティを制御する制御装置（駆動回路）１２０と、主スイッチング素子のオン／オフ動作により主インダクタ１１４に蓄えたエネルギーを前記負荷側へ放出する出力ダイオード１０６を備えた単方向ＤＣ−ＤＣコンバータを前提としている。 Then, the first and second main switching element is turned on / off, and a control device (drive circuit) 120 for controlling the duty, the load the energy stored in the primary inductor 114 by an on / off operation of the main switching element unidirectional DC-DC converter with an output diode 106 that emits the side assumes.ここで、第１の主スイッチング素子１０１と並列に接続された、第１の補助スイッチング素子１０２，ダイオード１１０，前記主インダクタ１１４と磁気的に疎結合した第１の補助インダクタ１１５の直列回路を備えている。 Here, connected in parallel with the first main switching element 101, the first auxiliary switching element 102, a diode 110, comprises a series circuit of the main inductor 114 and a first auxiliary inductor 115 magnetically loosely coupled ing.一方、第２の主スイッチング素子１０３と並列に接続された、主インダクタ１１４と磁気的に疎結合した第２の補助インダクタ１１６，ダイオード１１３，第２の補助スイッチング素子１０４の直列回路とを備えた単方向ＤＣ−ＤＣコンバータである。 On the other hand, connected in parallel with the second main switching element 103, the main inductor 114 and a second auxiliary inductor 116 magnetically loosely coupled, diode 113, and a series circuit of the second auxiliary switching element 104 it is a unidirectional DC-DC converter.

本実施形態によれば、補助インダクタ１１５，１１６、補助ＩＧＢＴ１０２，１０４、ダイオード１１０，１１３、およびスナバコンデンサ１０９，１１９で構成されるソフトスイッチング回路を備えている。 According to this embodiment, the auxiliary inductor 115, auxiliary IGBT102,104, and a soft switching circuit composed of diodes 110 and 113, and the snubber capacitor 109, 119.このソフトスイッチング回路により、広い電圧制御範囲に亘って、ＺＶＳ，ＺＣＳターンオン，ＺＶＳターンオフが可能となり、損失を大幅に低減できる。 This soft switching circuit, over a wide voltage control range, ZVS, ZCS turn enables ZVS turn-off, it is possible to significantly reduce the losses.また、スイッチング損失を大幅に低減できることから高周波化が可能となり、補助インダクタおよびコンデンサの小型化およびコスト低減が可能となる。 Further, it is possible to high frequency because it can greatly reduce the switching loss, miniaturization and cost reduction of the auxiliary inductors and capacitors can be realized.

図５は、本発明の第１の実施形態の変形例１を示し、単方向ＤＣ−ＤＣコンバータの主回路構成図である。 5 shows a first modification of the first embodiment of the present invention, a main circuit configuration diagram of a unidirectional DC-DC converter.本実施形態も、昇降圧形ソフトスイッチング単方向ＤＣ−ＤＣコンバータである。 This embodiment is also a buck-boost soft switching unidirectional DC-DC converter.

図５において、図１と同一の構成要素には同一符号を付し、重複説明は避ける。 5, the same reference numerals are given to the same components as FIG. 1, eliminate duplicate description.

本変形例１は、出力電圧が商用電源の最大値近傍以上(ＡＣ１００Ｖでは約１４１Ｖ，ＡＣ２００Ｖでは約２８２Ｖ)で制御される場合、昇圧コンバータ部のみにソフトスイッチングの補助回路を付加する構成としたものである。 This modification 1, as the output voltage which is configured to add an auxiliary circuit in a case, soft switching only the boost converter which is controlled by the above maximum value near the commercial power source (AC100V At about 141V, about the AC200V 282V) it is.動作については実施形態１の昇圧モードの動作と全く同様である。 The operation is exactly the same as the operation of the step-up mode of the first embodiment.

図６は、本発明の第１の実施形態の変形例２を示し、単方向ＤＣ−ＤＣコンバータの主回路構成図である。 6 shows a second modification of the first embodiment of the present invention, a main circuit configuration diagram of a unidirectional DC-DC converter.本実施形態も、昇降圧ソフトスイッチング単方向ＤＣ−ＤＣコンバータである。 This embodiment is also a buck soft switching unidirectional DC-DC converter.図６において、図１と同一の構成要素には同一符号を付し、重複説明は避ける。 6, the same reference numerals are given to the same components as FIG. 1, eliminate duplicate description.

本変形例２は、出力電圧が商用電源の波高値の１/２以下(ＡＣ１００Ｖでは約７０Ｖ以下，ＡＣ２００Ｖでは約１４１Ｖ以下)で制御される場合、降圧コンバータ部のみにソフトスイッチングの補助回路を付加する構成としたものである。 This modification 2, 1/2 or less (AC100V At about 70V or less, about the AC200V 141V or less) of the peak value of the output voltage commercial power when controlled by, adding auxiliary circuit of soft switching only the step-down converter unit it is obtained by a configuration in which.動作については実施形態１の降圧モードの動作と全く同様である。 The operation is exactly the same as the operation of the buck mode of the first embodiment.

変形例１および２は出力電圧範囲が狭い場合に有効となり、小型、高効率が可能になる。 Modification 1 and 2 are valid when the output voltage range is narrow, compact, allowing a high efficiency.(第２の実施形態) (Second Embodiment)次に図７，図８を用いて本発明の第２の実施形態について説明する。 Next, FIG. 7, a description of a second embodiment of the present invention with reference to FIG.

図７は、本発明の第２の実施形態による単方向ＤＣ−ＤＣコンバータの主回路構成図である。 Figure 7 shows a main circuit configuration diagram of a unidirectional DC-DC converter according to the second embodiment of the present invention.本実施形態は、入力電圧より高い電圧を出力する昇圧動作と、入力電圧より低い電圧を出力する降圧動作の両方の動作を可能にした昇降圧形の単方向ＤＣ−ＤＣコンバータである。 This embodiment includes a step-up operation to output a voltage that is higher than the input voltage, a unidirectional DC-DC converter of buck-boost that enables the operation of both the step-down operation for outputting lower than the input voltage voltage.

図８において、図１と同一の構成要素には同一符号を付し、重複説明は避ける。 8, the same reference numerals are given to the same components as FIG. 1, eliminate duplicate description.

本実施形態が第１の実施形態と異なる点は、主スイッチング素子である主ＩＧＢＴ１０１の駆動方法であり、インダクタ１１４と磁気結合した補助インダクタ７０１によりインダクタ１１４に流れる電流がゼロになる時刻を検出して、主ＩＧＢＴ１０１をオンさせる構成である。 The present embodiment is different from the first embodiment are mainly IGBT101 driving method which is the main switching element, the current flowing through the inductor 114 detects the time at which a zero by the inductor 114 and the auxiliary inductor 701 magnetically coupled Te is a configuration for turning on the main IGBT 101.回路構成としては、ｅ点よりインダクタ１１４と磁気結合した補助インダクタ７０１を接続し、補助インダクタ７０１の出力端子が主ＩＧＢＴ１０１を駆動するゲート回路７０２に接続されている。 The circuit arrangement connects the inductor 114 magnetically coupled with the auxiliary inductor 701 than the point e, the output terminal of the auxiliary inductor 701 is connected to a gate circuit 702 for driving the main IGBT 101.

次に、動作について説明するが、昇圧モードでの動作は図４と全く同一である。 Next, a description will be given of the operation, operation in the boost mode is exactly the same as FIG.すなわち、逆並列ダイオード１１１に電流が流れている期間に主ＩＧＢＴ１０３をオンすることで、ＺＶＳ、ＺＣＳが可能となり、ターンオンスイッチング損失が発生しなくなる。 That is, by turning on the main IGBT103 the period in which current flows through the anti-parallel diodes 111, ZVS, enables ZCS, turn-on switching loss is not generated.また、主ＩＧＢＴ１０３のオフ時には、スナバコンデンサ１１９により、主ＩＧＢＴ１０３のコレクタ，エミッタ間電圧のｄｖ／ｄｔを緩やかにすることでＺＶＳを可能にし、ターンオフ損失を低減することができる。 The main IGBT 103 at the time of off, the snubber capacitor 119 may be a collector of the main IGBT 103, to enable ZVS by moderating dv / dt of emitter voltage, reducing the turn-off loss.一方、補助ＩＧＢＴ１０４のオフに際しては、補助ＩＧＢＴ１０４に電流が流れていないため、ターンオフ損失は発生しない。 Meanwhile, when the off auxiliary IGBT104, since the current in the auxiliary IGBT104 is not flowing, the turn-off loss is not generated.

降圧時の動作モードを図８を用いて説明する。 The operation mode at the step-down will be described with reference to FIG.時刻ｔ０以前においては、第１の主ＩＧＢＴ１０１のゲートに駆動信号が印加されておらず、両ＩＧＢＴはオフ状態である。 At time t0 before the first not driving signal is applied to the gate of the main IGBT 101, both IGBT is off.時刻ｔ０において、インダクタ１１４の電流値がゼロ電流になると、補助インダクタ７０１の出力端子にゼロボルトが発生する。 At time t0, the current value of the inductor 114 becomes zero current, zero volts is generated at the output terminal of the auxiliary inductor 701.これに応答して、主ＩＧＢＴ１０１の駆動信号をオンし、インダクタ１１４→出力ダイオード１０６→出力コンデンサ１１７→整流回路４→主ＩＧＢＴ１０１→インダクタ１１４のループに電流が流れる。 In response to this, the main turns on the drive signal of IGBT 101, current flows through the loop of the inductor 114 → output diode 106 → the output capacitor 117 → rectifier circuit 4 → main IGBT 101 → inductor 114.主ＩＧＢＴ１０１に流れる電流はゼロ電流から流れるため、ＺＶＳ，ＺＣＳターンオンとなり、主ＩＧＢＴ１０１のオンに伴うスイッチング損失は発生しなくなる。 Since the current flowing through the main IGBT101 flowing from zero current, ZVS, it becomes ZCS turn, switching losses associated with turning the main IGBT101 will not occur.

時刻ｔ１で、主ＩＧＢＴ１０１のゲート駆動信号をオフする。 At time t1, turn off the gate drive signal of the main IGBT 101.主ＩＧＢＴ１０１の電流が遮断されると、時刻ｔ１からｔ２にかけて、直流電源からスナバコンデンサ１０９、インダクタ１１４に電流が流れ、主ＩＧＢＴ１０１のコレクタ−エミッタ間電圧は、スナバコンデンサ１０９の容量と遮断電流値で決まるｄｖ／ｄｔにより上昇する。 When the current of the main IGBT 101 is cut off, over a period from time t1 to t2, the snubber capacitor 109 from the DC power supply, a current flows through the inductor 114, the collector of the main IGBT 101 - emitter voltage, with capacity and breaking current of the snubber capacitor 109 It increased by the determined dv / dt.つまり、スナバコンデンサ１０９により、主ＩＧＢＴ１０１のコレクタ−エミッタ間電圧のｄｖ／ｄｔを緩やかにすることで、ＺＶＳを可能にし、ターンオフ損失を低減することができる。 That is, by the snubber capacitor 109, the collector of the main IGBT 101 - By moderating dv / dt of emitter voltage, it is possible to allow ZVS, reducing the turn-off loss.スナバコンデンサ１０９が電源電圧まで充電されると、主インダクタ１１４に蓄えられたエネルギーは、主インダクタ１１４→出力ダイオード１０６→出力コンデンサ１１７→ダイオード１０５のループに電流が流れる。 When the snubber capacitor 109 is charged to the supply voltage, stored energy in the primary inductor 114, a current flows through the primary inductor 114 → loop output diode 106 → the output capacitor 117 → the diode 105.このため、コンデンサ１１７に充電される。 Therefore, it is charged in the capacitor 117.

このように、主インダクタ１１４に流れる電流のゼロ点を検出して主ＩＧＢＴ１０１を制御することは臨界モードと呼ばれており、上記の説明にようにインダクタ１１４のゼロ電流検出回路を備えることでソフトスイッチングが可能になる。 Thus, by detecting the zero point of the current flowing through the primary inductor 114 controlling the main IGBT101 is called a critical mode, software by providing a zero current detection circuit of an inductor 114 as in the above description switching is possible.(第３の実施形態) (Third Embodiment)次に、図９，図１０を用いて本発明の第３の実施形態について説明する。 Next, FIG. 9, a description will be given of a third embodiment of the present invention with reference to FIG. 10.

図９は、本発明の第３の実施形態による単方向ＤＣ−ＤＣコンバータの主回路構成図である。 Figure 9 is a third main circuit configuration diagram of a unidirectional DC-DC converter according to an embodiment of the present invention.本実施形態は、入力電圧より高い電圧を出力する昇圧動作と、入力電圧より低い電圧を出力する降圧動作の両方の動作を可能にした昇降圧形の単方向ＤＣ−ＤＣコンバータである。 This embodiment includes a step-up operation to output a voltage that is higher than the input voltage, a unidirectional DC-DC converter of buck-boost that enables the operation of both the step-down operation for outputting lower than the input voltage voltage.

図９において、図１と同一の構成要素には同一符号を付し、重複説明は避ける。 9, the same reference numerals are given to the same components as FIG. 1, eliminate duplicate description.

本実施形態が第１の実施形態と異なる点は、主スイッチング素子であるＩＧＢＴ１０１の駆動方法であり、主ＩＧＢＴ１０１のコレクタ、エミッタ間電圧がゼロ電圧以下になる時刻を検出して、主ＩＧＢＴ１０１をオンさせる構成である。 The present embodiment is different from the first embodiment is a IGBT 101 of the driving method which is the main switching element, and detects the time at which the collector of the main IGBT 101, the emitter voltage becomes below zero voltage, turns on the main IGBT 101 is a configuration to be.回路構成としてはａ−ｃ間に抵抗９０１と抵抗９０２の直列回路を接続し、抵抗９０１と抵抗９０２の接続点からＩＧＢＴ１０１を駆動するゲート回路７０２に接続している。 The circuit arrangement is connected to a gate circuit 702 for driving the IGBT101 from the connection point of connecting the series circuit of a resistor 901 and a resistor 902 between a-c, resistor 901 and resistor 902.

次に、動作について説明するが、昇圧モードでの動作は図４と全く同一である。 Next, a description will be given of the operation, operation in the boost mode is exactly the same as FIG.すなわち、逆並列ダイオード１１１に電流が流れている期間に主ＩＧＢＴ１０３をオンすることで、ＺＶＳ、ＺＣＳが可能となり、ターンオンスイッチング損失が発生しなくなる。 That is, by turning on the main IGBT103 the period in which current flows through the anti-parallel diodes 111, ZVS, enables ZCS, turn-on switching loss is not generated.また、主ＩＧＢＴ１０３のオフ時には、スナバコンデンサ１１９により、主ＩＧＢＴ１０３のコレクタ，エミッタ間電圧のｄｖ／ｄｔを緩やかにすることでＺＶＳを可能にし、ターンオフ損失を低減することができる。 The main IGBT 103 at the time of off, the snubber capacitor 119 may be a collector of the main IGBT 103, to enable ZVS by moderating dv / dt of emitter voltage, reducing the turn-off loss.一方、補助ＩＧＢＴ１０４のオフに際しては、補助ＩＧＢＴ１０４に電流が流れていないため、ターンオフ損失は発生しない。 Meanwhile, when the off auxiliary IGBT104, since the current in the auxiliary IGBT104 is not flowing, the turn-off loss is not generated.

降圧時の動作モードを図１０を用いて説明する。 The operation mode at the step-down will be described with reference to FIG. 10.時刻ｔ０以前においては、第１の主ＩＧＢＴ１０１のゲートに駆動信号が印加されておらず、両ＩＧＢＴはオフ状態である。 At time t0 before the first not driving signal is applied to the gate of the main IGBT 101, both IGBT is off.時刻ｔ０において、抵抗９０１の発生電圧がゼロボルトになったことをゲート回路７０２で検出すると、主ＩＧＢＴ１０１の駆動信号がオンし、主インダクタ１１４→出力ダイオード１０６→出力コンデンサ１１７→整流回路４→主ＩＧＢＴ１０１のループに電流が流れる。 At time t0, the voltage generated by the resistor 901 is detected by a gate circuit 702 that has become zero volts, the main IGBT101 drive signal is turned on, the main inductor 114 → output diode 106 → the output capacitor 117 → rectifier circuit 4 → main IGBT101 current flows in the loop.主ＩＧＢＴ１０１に流れる電流はゼロ電流から流れるため、ＺＶＳ，ＺＣＳターンオンとなるため主ＩＧＢＴ１０１のオンに伴うスイッチング損失が発生しなくなる。 Current flowing through the main IGBT101 is to flow from the zero current, ZVS, the switching loss is not generated due to turning the main IGBT101 for the ZCS turn.

時刻ｔ１で、主ＩＧＢＴ１０１のゲート駆動信号をオフする。 At time t1, turn off the gate drive signal of the main IGBT 101.主ＩＧＢＴ１０１の電流が遮断されると、時刻ｔ１からｔ２にかけて、直流電源からスナバコンデンサ１０９、インダクタ１１４に電流が流れ、主ＩＧＢＴ１０１のコレクタ−エミッタ間電圧は、スナバコンデンサ１０９の容量と遮断電流値で決まるｄｖ／ｄｔにより上昇する。 When the current of the main IGBT 101 is cut off, over a period from time t1 to t2, the snubber capacitor 109 from the DC power supply, a current flows through the inductor 114, the collector of the main IGBT 101 - emitter voltage, with capacity and breaking current of the snubber capacitor 109 It increased by the determined dv / dt.つまり、スナバコンデンサ１０９により、主ＩＧＢＴ１０１のコレクタ−エミッタ間電圧のｄｖ／ｄｔを緩やかにすることで、ＺＶＳを可能にし、ターンオフ損失を低減することができる。 That is, by the snubber capacitor 109, the collector of the main IGBT 101 - By moderating dv / dt of emitter voltage, it is possible to allow ZVS, reducing the turn-off loss.スナバコンデンサ１０９が電源電圧まで充電されると、主インダクタ１１４に蓄えられたエネルギーは、主インダクタ１１４→出力ダイオード１０６→出力コンデンサ１１７→ダイオード１０５→主インダクタ１１４のループに電流が流れるため、コンデンサ１１７に充電される。 When the snubber capacitor 109 is charged to the supply voltage, the energy stored in the primary inductor 114, the main inductor 114 → a current flows in the loop of the output diode 106 → the output capacitor 117 → diode 105 → the main inductor 114, a capacitor 117 It is charged to.

上記では、電流不連続モードでのソフトスイッチング動作を説明したが、抵抗９０１の発生電圧を瞬時に検出することで臨界モードでのソフトスイッチング動作も可能になる。 In the above description, the soft switching operation in the current discontinuous mode, allows a soft-switching operation in critical mode by detecting the generated voltage of the resistor 901 instantly.

以上の実施形態では、スイッチング素子としてＩＧＢＴを採用した例を中心に説明してきた。 In the above embodiments have been described mainly an example employing a IGBT as a switching element.しかし、本発明による単方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、ＩＧＢＴに限らず、パワーＭＯＳＦＥＴやその他の絶縁ゲート半導体装置，バイポーラトランジスタなどを採用でき、同様の効果が得られることは当業者にとって明らかである。 However, unidirectional DC-DC converter according to the present invention is not limited to the IGBT, a power MOSFET or other insulated gate semiconductor device, such as a can adopt a bipolar transistor, the same effect can be obtained will be apparent to those skilled in the art.

本発明の第１の実施形態による単方向ＤＣ−ＤＣコンバータ主回路構成図。 The unidirectional DC-DC converter main circuit diagram according to an embodiment of the present invention.本発明の第１の実施形態の動作を説明する入出力電圧波形図。 Output voltage waveform diagram for explaining the operation of the first embodiment of the present invention.本発明の第１の実施形態の動作を説明する各部の電圧電流波形図(降圧モード)。 The first voltage-current waveform diagram of each part for explaining the operation of an embodiment of the present invention (step-down mode).本発明の第１の実施形態の動作を説明する各部の電圧電流波形図(昇圧モード)。 The first voltage-current waveform diagram of each part for explaining the operation of an embodiment of the present invention (boost mode).本発明の第１の実施形態による単方向ＤＣ−ＤＣコンバータ主回路の変形例１。 Modification 1 unidirectional DC-DC converter main circuit according to a first embodiment of the present invention.本発明の第４の実施形態による単方向ＤＣ−ＤＣコンバータ主回路の変形例２。 Modification 2 of the fourth unidirectional DC-DC converter main circuit according to another embodiment of the present invention.本発明の第２の実施形態による単方向ＤＣ−ＤＣコンバータ主回路構成図。 Unidirectional DC-DC converter main circuit diagram according to a second embodiment of the present invention.本発明の第２の実施形態の動作を説明する入出力電圧波形図。 Output voltage waveform diagram for explaining the operation of the second embodiment of the present invention.本発明の第３の実施形態による単方向ＤＣ−ＤＣコンバータ主回路構成図。 Third unidirectional DC-DC converter main circuit diagram according to an embodiment of the present invention.本発明の第３の実施形態の動作を説明する入出力電圧波形図。 Output voltage waveform diagram illustrating the operation of the third embodiment of the present invention.

Claims (8)

Translated from Japanese

直流電源と、この直流電源から主インダクタを通して直流負荷に流れる電流を断続させる第１の主スイッチング素子を含む降圧コンバータ回路と、前記負荷を短絡し直流電源から前記主インダクタにエネルギーを蓄積する回路の電流を断続させる第２の主スイッチング素子を含む昇圧コンバータ回路と、前記第２の主スイッチング素子に並列に接続された第１のスナバコンデンサと、前記第２の主スイッチング素子に逆並列接続された逆並列ダイオードと、前記第２の主スイッチング素子をオン／オフさせ、そのデューティーを制御する制御装置と、これら第１および第２の主スイッチング素子のオン／オフ動作により前記主インダクタに蓄えたエネルギーを前記負荷側へ放出する出力ダイオードを備えた単方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおい A DC power supply, a step-down converter circuit including a first main switching element for intermittently the current flowing through the DC load through the main inductor from the DC power supply, from the DC power supply shorting the load circuit to store energy in said main inductor a boost converter circuit including a second main switching element for intermittently current, a first snubber capacitor connected in parallel to the second main switching element, is connected in anti-parallel to the second main switching element and anti-parallel diode, said by second on / off the main switching element, a control device for controlling the duty, the on / off operation of these first and second main switching elements stored in said main inductor energy unidirectional DC-DC converter odor with an output diode that emits to the load side、 ,前記主インダクタと磁気的に結合した第１、第２の補助インダクタ、 First, second auxiliary inductor which is magnetically coupled with the main inductor,前記第１の補助インダクタの発生電圧を検出して前記第１の主スイッチング素子のオン／オフを制御する駆動回路、およびDrive circuit for controlling an on / off of the first of said detecting the generated voltage of the auxiliary inductor first primary switching element, and前記第２の補助インダクタに蓄えたエネルギーを利用して、前記第２の主スイッチング素子をオンする時点を含む短期間に、 前記逆並列ダイオードに順方向電流を流す第１の補助スイッチング素子を備えたことを特徴とする単方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。 Using the energy stored in the second auxiliary inductor, in a short time including the time for turning on the second main switching element includes a first auxiliary switching element flowing a forward current tothe anti-parallel diode unidirectional DC-DC converter, characterized in that the.

請求項１において、前記第２の補助インダクタは、前記主インダクタと磁気的に疎結合していることを特徴とする単方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。 According to claim 1, wherein the second auxiliary inductor, unidirectional DC-DC converter, characterized in that it is loosely coupled to the main inductor magnetically.

請求項１において、前記第１の補助スイッチング素子を、前記第２の主スイッチング素子をオンする時点を含む短期間の間にオンさせ、前記第１の逆並列ダイオードに順方向電流を流す制御手段を備えたことを特徴とする単方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。 According to claim 1, wherein the first auxiliary switching element, the turns on during a short period of time including the time for turning on the second main switching element, control means for flowing a forward current to the first antiparallel diode unidirectional DC-DC converter comprising the.

請求項１において、前記第２の主スイッチング素子をオンさせる直前、前記第１の補助スイッチング素子をオンさせる制御手段を備えたことを特徴とする単方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。 According to claim 1, wherein the second just before turning on the main switching element, the first unidirectional DC-DC converter characterized by comprising a control means for turning on the auxiliary switching element.

請求項１において、前記第１の補助インダクタの端子電圧が所定の電圧まで低下したときに前記第１の主スイッチング素子をオンさせ、前記第１の補助インダクタの端子電圧が所定電圧まで上昇したときに前記第１の主スイッチング素子をオフさせる制御手段を備えたことを特徴とする単方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。According to claim 1, wherein the first terminal voltage of the auxiliary inductor turns on the first main switching element when lowered to a predetermined voltage, when the terminal voltage of said first auxiliary inductor has risen to a predetermined voltage said first unidirectional DC-DC converter, characterized in that the main switching element including a control means for off.

請求項１において、前記第２の主スイッチング素子と並列に接続された、前記第１の補助スイッチング素子と前記主インダクタと磁気的に結合した前記第２の補助インダクタの直列回路を備えたことを特徴とする単方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。According to claim 1, wherein connected in parallel with the second main switching element, in that it comprises a series circuit of said first of said auxiliary switching element main inductor magnetically coupled with said second auxiliary inductor unidirectional DC-DC converter, wherein.

直流電源と、この直流電源から主インダクタを通して直流負荷に流れる電流を断続させる第１の主スイッチング素子を含む降圧コンバータ回路と、前記負荷を短絡し直流電源から前記主インダクタにエネルギーを蓄積する回路の電流を断続させる第２の主スイッチング素子を含む昇圧コンバータ回路と、前記第２の主スイッチング素子に並列に接続された第１のスナバコンデンサと、前記第２の主スイッチング素子に逆並列接続された逆並列ダイオードと、前記第２の主スイッチング素子をオン／オフせせ、そのデューティーを制御する制御装置と、これら第１および第２の主スイッチング素子のオン／オフ動作により前記主インダクタに蓄えたエネルギーを前記負荷へ放出する出力ダイオードを備えた単方向ＤＣ−ＤＣコンバータの制御方 A DC power supply, a step-down converter circuit including a first main switching element for intermittently the current flowing through the DC load through the main inductor from the DC power supply, from the DC power supply shorting the load circuit to store energy in said main inductor a boost converter circuit including a second main switching element for intermittently current, a first snubber capacitor connected in parallel to the second main switching element, is connected in anti-parallel to the second main switching element and anti-parallel diode, Ssese the second on / off the main switching element, a control device for controlling the duty, the on / off operation of these first and second main switching elements stored in said main inductor control how unidirectional DC-DC converter with an output diode that emits to the load energyにおいて、 In,前記主インダクタに磁気的に結合した第１の補助インダクタの電圧に基づいて、前記第１の主スイッチング素子をオン／オフ動作させ、 It said main inductor based on the first voltage of the auxiliary inductor which is magnetically coupled to, the first main switching element ON / OFF is operated,前記主インダクタと磁気的に結合した第２の補助インダクタに蓄えられたエネルギーを利用して、前記第２の主スイッチング素子をオンする直前に、前記逆並列ダイオードに順方向電流を流すBy utilizing the energy stored in the second auxiliary inductor coupled to the main inductor magnetically, just prior to turning on the second main switching element, forward current flows to the antiparallel diodeことを特徴とする単方向ＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法。 Unidirectional DC-DC converter control method, characterized in that.

請求項７において、前記第１の補助スイッチング素子を前記第２の主スイッチング素子をオンする時点を含む短期間の間にオンさせ、前記逆並列ダイオードに順方向電流を流すことを特徴とする単方向ＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法。According to claim 7, wherein the first auxiliary switching element is turned on during the short period that includes the time for turning on the second main switching element, a single, characterized in that forward current flows to the antiparallel diode direction DC-DC converter control method.